Das finde ich immer gut, dann bin ich hier genau richtig Auch wenn es jetzt mehr um die SI8B geht statt um den SV500, ich kann diese Kombination nun sehr empfehlen und bin selbst überrascht...

Ich habe nun auch eine optimale Anpassung von SV500 -> PC (Mikrofoneingang!) gefunden, die sehr gut und präzise funktioniert und eigentlich von Jedermann nachgebastelt werden kann:

3 Spulen in Reihe (0,25mH, 0,15mH und 0,25mH) zwischen den Spulen jeweils einen Kondensator mit 3,3µF auf Masse - das ergibt ein schönen Tiefpass mit Z 7,5Ω bei 10 kHz, 75Ω bei 1 kHz und hochomiger nach unten hin mit 750Ω bei 100 Hz, nach viel Probieren nun das beste Signal, was ich bekommen habe für den Mic-Eingang des PCs. Habe zufällig noch ein passendes Gehäuse: ein Zetagi Antennenumschalter, weil für HF-Anwendungen war der nicht so dolle. Im Baumarkt gibt es Montagekästen, die man auch hätte nehmen können (meist aber aus PVC).

Zur Impedanz: der Mic-Eingang des PCs ist extrem hochohmig (einige kΩ), der Transistor des "Alarm-"Ausgangs des SV500 (danke für die hilfreichen Schaltbilder hier) ist ein sehr robuster, aber erwartet (Originalohrstecker 500Ω) - der Tiefpass alleine reicht also nicht, um den Transistor nicht zu quälen...

Also habe ich noch - da ich auch einen Klicker dranschalten wollte - einen R von 430Ω auf Masse zwischen Tiefpass und PC gesteckt (Stecker gebastelt), den + des Lautsprechers (8Ω, 5W) habe ich mit 150Ω in Reihe geschaltet. 200Ω wären aber besser, jedoch er ist jetzt schon sehr leise und es ist ja immerhin nur ein Peak und kein Dauersinuston... Kleines Bild der Konstruktion:

SV500 Audiosignal-Anpassung zu PC

Da ich noch viele viele BNC-Stecker auf Vorrat hatte, hat sich das halt angeboten von 2-pin SV500-Ausgang konsequenz bei BNC zu bleiben, bis zum PC... Das ist aber kein Muss.

Wichtig ist nur nicht den SV500 direkt an den PC zu schalten: viel zu viel Leistung in den PC (Mic-Buchse kann kaputt gehen) aber zu wenig Impedanz quält den Transistor des SV500 (kann warm werden und ggf ach kaputt gehen). Hier ist ein sehr guter Kompromiss und das Signal ist sauber verwertbar und gut angepasst.

Tatsächlich konnte ich mein Messreihe-Programm auf maximalste Empfindlichkeit stellen beim Debouncing und Pegel und mehrere Zerfälle rasant aufeinander werden alle gezählt, aber kein Zerfall wird doppelt gezählt! Das war eigentlich schon alles, was ich als resultat haben wollte, dann kam ich aber aus dem Staunen nicht mehr heraus:

Die SI8B ist deutlich empfindlicher als es jedes Daten oder Erfahrungsberichte es je hätte erahnen lassen! Meist liest man "550 CPM/µSv/h", ich habe ja in meinem letzten Beitrag akribisch nachgerechnet (streng physikalisch-mathematisch) und kam auf "474 CPM/µSv/h", also irgendwas um die 500 CPM würde dann 1 µSv/h entsprechen. Nein!

Referenzmessung SI8B+SV500 mit Gammascouts

Ich habe 2 Gammascouts (alles natürlich mit offener Blende) als Referenz aufgestellt - diese hab ich vor wenigen Wochen neu gekauft, sind Kalibriert mit 166 und 167 CPM/µSv/h und zeigten beide sogar identisch 0,105 µSv/h als ODL an. Da diese weniger Alphanuklide durchlassen wie die SI8B auch mal mit Alublende getestet = etwa selbes Ergebnis (keine Radonblase, nur ODL), sogar Störstrahlung elektrischer, magnetischer und elektromagnetischer Natur hatte ich ausgeschlossen (sogar Handy war QRT) und tatsächlich musste ich die Empfindlichkeit in Messreihe auf 760 CPM/µSv/h umstellen, bis die Zerfälle in µSv/h der ODL entsprechen.

SI8B 760 CPM/µSv/h statt 550...
Störfaktoren (Pseudozerfälle) zu 100% ausgeschlossen

Manuell auch nachgerechnet: stimmt. Hab ich also wirklich ein SI8B-Pancake in der Sonde?

SI8B-Sonde
Pancake-Draufsicht SI8B

Ja. Original SI8B, keine Sonderausführung oder sonstwas...

Daher mal die Frage an alle: Wer von euch kann diese enorme Empfindlichkeit von ca 80 CPM bei normaler ODL (~ 0,105 µSv/h) der SI8B noch bestätigen?

Das würde mich wirklich mal interessieren. Manche haben ja diese zu ihrem SV500 oder IM7001, wie ich gesehen habe. Eine sehr beliebte Sonde und scheinbar massiv unterschätzt...
Wenn 80 CPM ≙ der ODL von 0,105 µSv/h entsprechen (bei 2 kalibrierten Gammascouts), dann beides x10 sind ja 800 CPM bei 1,05 µSv/h bzw. 760 CPM bei 1,00 µSv/h. Das kommt schon hin. Beweisfotos im Anhang.

> https://www.bfs.de/DE/themen/ion/umwelt/radon/karten/boden.html
...wichtig ist die Überschrift über der Karte:
"Karte: Schätzung der Radon-Aktivitätskonzentration in der Bodenluft für ein Raster von 1x1 Kilometer, in Becquerel pro Kubikmeter (Bq/m³)"
Auf der selben Webseite findet sich weiter unten auch die "Karte "Radon-Potenzial".

Anbei noch die recht grobe geologische Karte: upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/2/2f/Geomap_Germany.png mit den roten Granitgebieten.
Die kleine blaue Bucht nach Osten rechts neben dem "A" von Fränkische Alb ist das Tal von Gebenbach nach Wernberg.

Zitat von: opengeiger.de am 14. März 2026, 17:00Ein wesentliches Highlight der Veranstaltung war, dass die Firma Vacutec aus Dresden mit einem Stand in der Industrieausstellung dabei war und Zählrohre vom Typ 70031, die knapp neben den Specs lagen, verschenkt hat.

...welche 70031: ohne, A- oder E-Typen, mit oder ohne Typenschild, so dass man sie später irgendwie kategorisieren kann?
Können die "Glücklichen" hier bitte mal ein paar Fotos posten...
Gibts sonst Fotos der Veranstaltung?

Hierin findet sich ein Ersatzschaltbild eines PMT:
 
https://et-enterprises.com/images/brochures/Understanding_Pmts.pdf

Was für den gepulsten Betrieb von PMTs sehr wichtig ist, der effektive Lastwiderstand stetzt sich zusammen aus dem DC-wirksamen Lastwiderstand RL von der letzten Dynode zur Anode und dem AC-wirksamen Lastwiderstand RL', der hinter dem Hochspannungs-Kondensator, der zur Auskopplung des Signals verwendet wird, gegen Ground für höhere Frequenzen sichtbar wird. Während RL oft im MOhm Bereich liegt, wird RL' oft sehr niederohmig gewählt um die Bandbreite durch die Eingangskapazität nicht zu sehr zu reduzieren und den Eingangswiderstand präzise zu definieren. Manche Leute wählen ihn sogar zu 50Ohm, damit die Koaxialleitung vom PMT zum Verstärker im Sinne des Wellenwiderstands korrekt terminiert ist und keine Reflexionen bei längeren Leitungslängen auftreten. Ein PMT Impuls setzt sich zum größten Teil aus Frequenzanteilen zusammen, für die die Auskoppelkapazität quasi einen Kurzschluss darstellt. Wenn RL' << RL ist, dann dominiert RL' was die Amplitude der Impulse anbelangt, die am Verstärkereingang wirksam werden.
In diesem Dokument ist RL' in Figure 5-24 (Kathode auf Ground) zusammen mit der Eingangskapazität CL' dargestellt:

https://highvoltageforum.net/index.php?action=dlattach;attach=347

Das darf man beim Simulieren nicht vergessen.
 

Ist leider von mir zu weit entfernt.
Bei den aktuellen Spritpreisen fahre ich nur noch die allernotwendigsten Touren.
Und die Bahn kommt nicht in Frage.Da müsste ich ebenfalls nach Bremen oder Hamburg fahren um ICE zu nutzen.
Das ist jeweils über eine Stunde mit dem Auto.
Das Schicksal von uns Land und Dorfbewohnern

Ein wesentliches Highlight der Veranstaltung war, dass die Firma Vacutec aus Dresden mit einem Stand in der Industrieausstellung dabei war und Zählrohre vom Typ 70031, die knapp neben den Specs lagen, verschenkt hat. Vielleicht kommen jetzt nächstes Jahr noch mehr Bastler und Bürgerforscher 

Kein Satz, kein Wort zu dem Seminar in Gießen 

Hallo Peter,

den Text hatte ich mir 2013 übersetzen lasse (wohl mit deepl), dann aber wieder vergessen. Ich werd ihn mir nochmal vornehmen.

Gruß Andreas

Hallo,

ich habe da noch ein paar Oszilloskop-Messungen (Tektronix TDS 3032, 300 MHz, 2,5 GS/s) aus dem Juli 2025 ausgegraben. Gemessen habe ich die Spannungsdifferenz am Lastwiderstand (RL) im Divider.

Die erste Messung erfolgte an einem Divider mit 330 kOhm-Interdynodenwiderständen, einem Lastwiderstand von 330 kOhm, bei 600 V und ohne Last an der Signalleitung. Zwischen min. und max. ergibt sich eine Amplitude von 51,2 V, folglich ein Anodenstrom von 155 µA.

Die Zeiten für Fall und Rise werden zwischen 10% und 90% der Amplitude ermittelt.

Die 2te und 3te Messung erfolgte an einem Divider mit 3,3 MOhm-Interdynodenwiderständen, einem Lastwiderstand von 1 MOhm, bei 600 V und mit einer statischen Last (Widerstand) von 3 bzw. 6 MOhm an der Signalleitung. Zwischen min. und max. ergibt sich eine Amplitude von 34,0 bzw. 50,2 V, folglich ein Anodenstrom von 34 bzw. 50,2 µA.

Der Trigger war so eingestellt, dass ca. alle 2 Minuten ein Puls getriggert wurde. Mir ist klar, dass die Zerfallsereignisse die zu den Pulsen führten von sehr unterschiedlicher Energie waren.

Nun habe ich versucht, das Mal in LTspice zu simulieren. Erste – für mich überraschende – Erkenntnis: Der Puls der Anode fließt über die Hochspannungsquelle ab. Erst wenn die Hochspannungsquelle einen Innenwiderstand erhält, fließt ein Teil des Anodenstroms auch durch die Interdynodenwiderstände nach GND.

Mehrfach habe ich gelesen, dass der Puls an der Anode des PMT durch eine Stromquelle (also nicht durch eine Spannungsquelle) simuliert werden soll. Das bedeutet also, das der Anodenstrom unabhängig von der angeschlossenen Last ist. Dies widerspricht meiner Erfahrung beim Messen. Ich habe mehrfach nur den internen Lastwiderstand in einem Divider gewechselt. Mit kleiner werdendem Lastwiderstand steigt der aus Spannungsdifferenz und Widerstandswert berechnete Strom.

Weil aber die Zerfallsereignisse immer verschieden sind, lässt sich aus den Messergebnissen keine Gesetzmäßigkeit herleiten.

Gibt es eine Gesetzmäßigkeit für die Abhängigkeit des Anodenstroms von einer Last? Gibt es Formeln oder Diagramme dafür? Lässt sich diese Gesetzmäßigkeit simulieren?

Gruß Andreas

Bei Theremino ist doch alles beschrieben. !
SignalConditioning als pdf